Bredbånds SDR i sikte

Multibånd radar og elektronisk krigførings (EW)-applikasjoner vil helst ha bredbånd, høyt dynamisk område og smidig spektral overvåking. Dataomformere med stadig høyere samplingsfrekvens tillater arkitekturendringer i radio front-ende som reduserer størrelse, vekt, kraft og kostnader (SWaP-C), opprettholder ytelsen og utvikler seg mot mer generell programmerbar maskinvare. Vi vil forklare de teknologiske fremskritt som gjør det realistisk at bredbånds programvaredefinert radio vil endre EW- og multibånd radararkitekturer.

Forbedrede metoder

Denne artikkelen følger en rekke frekvensplanleggingstall som viser utviklingen av forbedrede bredbåndsspektrale skanningsmetoder muliggjort av avansert datakonverteringsteknologi. Eksempelet som presenteres er en 500 MHz til 18+ GHz digital mottaker for EW systemer. De kommenterte figurene viser for en gitt tilnærming hvorfor frekvensplanlegging er nødvendig og hva som gir suksessive forbedringer av SWaP-C og fleksibilitet, samtidig som dynamisk rekkevidde opprettholdes. Progresjonen i bedre skjemaløsninger, vil vise at det blir lettere å adressere mottakerens RF-bilde (image), noe som gir programvaredefinert fleksibilitet. Behovet for justerbart forhåndsvalg for å fjerne multitone IMD2 endres ikke med tilnærmingen og vil forbli et kritisk behov i fremtiden selv om direkte sampling blir stadig bredere.

Spektraldetektering i “gamle dager”

For ikke så lenge siden brukte industriledende mottakere digitale dataomformere som AD9467 og dekket opp til noen få hundre MHz øyeblikkelig båndbredde (iBW) med et høyt dynamisk område. De samplet med mindre enn 1 GSPS, og båndbredden var sentrert rundt DC (null IF, også kjent som ZIF) eller sentrert rundt en IF-offset (RF direkte sampling). ZIF krever IQ-modulatorer og -demodulatorer samt kvadratur feilkorreksjon (QEC) for å oppnå bildeavvisning. Radar- og EW-applikasjoner krever ofte bred iBW og høy bildeavvisning (image rejection). Det er vanskelig å implementere QEC med akseptabel bildeavvisning ettersom iBW overstiger flere hundre MHz, et beskjedent iBW-krav etter dagens EW- og radarstandarder. Dette er grunnen til at høy ytelse, båndbreddesultne multibåndsradar og EW foretrekker sistnevnte RF direkte sampling av bred iBW i den første og andre Nyquist-sonen.

Utenfor Nyquist

For å dekke spekteret utenfor Nyquist-sonene, bruker en RF-tuner en sveipet lokaloscillator (LO)-mikser for å frekvensoversette en glidende blokk med iBW til den faste IF som samsvarer med dataomformerens direkte samplingssone. Figur 1 er et blokkskjema av en typisk dobbeltfrekvens translasjonsmottaker med lav IF som mater en dataomformer med lav samplingshastighet. Disse mottakerne kan håndtere et høyt dynamisk område.

Høy RF bildeavvisning

I figur 2 er frekvensplanen brukt ved å bruke lav IF-arkitekturen i figur 1. Akkurat som den digitale dataomformeren, krever RF-tuneren høy RF-bildeavvisning for å unngå signal tvetydighet, sporer (forstyrrende tone) og støy. Enkelt-RF-mikser-tuner-metoden (rød x) oppfyller ikke kravene til bildeavvisning fordi IF-frekvensen er for lav til å tillate nok avstand mellom ønsket bånd (grønt) og bildebånd (rødt). Den utilstrekkelige separasjonen gjør det nødvendige RF-inngangsfilteret umulig (eller upraktisk - det vil si for stort og/eller dyrt). Derfor brukes en dobbeltmikser, to-trinns frekvensoversettelse, ofte kalt superheterodyne-mottaker. Inngangs-RF er frekvensomformet til en middels høy IF som er flere GHz høyere enn den endelige direkte samplede IF. Den høye IF blir RF-filtrert og frekvensen oversatt igjen til den endelige IF hvor den er direkte samplet. Denne metoden gjør at realistiske høyytelse RF-filtre møter bildeavvisningskravet. Disse RF-filtrene er høye i systemet SWaP-C Pareto.

RF-forvalgsfiltreringen (figur 2, gul) er nødvendig for å dempe multiblokker-induserte IMD2-sporer (det vil si F2 − F1 og F2 + F1). Kravet om IMD2-reduksjon er uavhengig av bildeproblemet, men front-ende-filtreringen fungerer ofte for å løse begge deler.

Spektraldetektering i dag (MxFE)

Dagens bredbåndsspektrale sensor-tilnærming er en forbedring fra tidligere. Takket være Analog Devices' mikset-signal front-ende (MxFE®), er ADC-samplingsfrekvensen høy nok til at du kan sample direkte den mellomhøye IF som følger den første mikseren nevnt tidligere. Derfor, i dagens bredbåndsmottakere som bruker MxFE, krever RF-tuneren ofte ikke dobbeltmikser-trinn. Den andre Nyquist IF direktesamplingen er høy nok i frekvens til å tillate tilstrekkelig frekvensavstand mellom ønsket inngangs RF-bånd og bildebånd slik at et oppnåelig RF-filter kan gjøre jobben. Figur 3 viser dagens enkeltmiksertilnærming, og frekvensplanen er vist i figur 4.

Besparelse

Dagens største SWaP-C- besparelser kommer fra å eliminere et helt frekvenskonverteringstrinn med mikser, RF-forsterkere, filtre og andre komponenter. En annen SWaP-C-fordel med dagens høyere IF-funksjon er at den direkte samplingen nå dekker det meste av LF til 5,5 GHz. Så du trenger ikke alltid en RF-tuner som dekker helt ned til 2 GHz. I mange tilfeller kan du slippe unna med en 5 GHz til 18 GHz RF-tuner. Å skifte den lave grensen for tuneren fra 2 GHz til 5,5 GHz virker lite, men er ganske betydelig ettersom det letter filtrering, frekvensplanlegging og nødvendig LO-område. Forbeholdet er at du fortsatt trenger å finne ut hvordan du skal dekke gapet mellom den første og andre Nyquist, som i en 6 GSPS ADC er i området 2,7 GHz til 3,3 GHz. En annen vurdering er behovet for svitsjede eller justerbare -antialiasing RF-filtre som lar deg veksle mellom den første og andre Nyquist- operasjonen.

RF-filtrene utgjør fortsatt en betydelig del av systemets SWaP-C Pareto fordi:

• Høy ytelse, og krever lav IL, flatt passbånd og bratte avvisningsskjørt
• Store, ved hjelp av distribuerte planar geometrier på høy Q-keramikk som alumina
• Man trenger fortsatt mange av dem

Sub-oktav RF-forvalg er fortsatt nødvendig, men kravene kan lettes og tillate mindre aggressiv filtrering. Fordelen kommer fra at den direkte signalkjeden ikke bruker en RF-mikser, noe som burde forbedre IP2.

Spektraldetektering i nær fremtid

Når vi ser fremover, vil digitale dataomformere med enda høyere samplingsfrekvens bringe oss over vippepunktet til fullstendig programvaredefinert bredbåndsradio med minimal SWaP-C. I dag markedsfører mange selskaper allerede høyhastighets dataomformere på flere titalls GHz, men pass på: Vær oppmerksom på multiblokkens dynamiske område. For å kunne direkte sample høy RF i radar og EW applikasjoner, må det dynamiske området til deres smalbåndsforgjengere opprettholdes. Ettersom samplingsfrekvenser og iBW øker, er det vanskelig å opprettholde støy og linearitet (det vil si det dynamiske området) og er avhengig av utallige arkitekturmessige hensyn. Det er her ADI skiller seg fra konkurrentene.

Arkitekturforbedringer

Neste generasjons dataomformere med høyere samplingsfrekvens vil gi mange arkitekturforbedringer i forhold til dagens MxFE-skjema som er nevnt tidligere. Vi ser følgende tre faktorer som de viktigste:

Direkte RF fanger høyere IF, separerer ønsket bånd og bildebånd nok til at lavere Q-justerbare MMIC-filtre er tilstrekkelig. MxFE-egenskapen til å utføre direkte sampling i den andre Nyquist maksimerer rundt 6 GHz. ADIs neste generasjons høyhastighets digitale dataomformere vil utvide denne dekningen betydelig, og de resulterende fordelene er enorme.

Nå har du endelig eliminert planare høy-Q keramiske filtre, som er en stor SWaP-C-besparelse.

RF-filtrene går fra faste (hvert brukstilfelle har et tilpasset sett med filtre) til justerbare. Dette betyr at en enkelt-bredbånds maskinvarekonfigurasjon kan programmeres for å optimalisere den riktige ytelsesutvekslingen for mange frekvensskjema på tvers av mange brukstilfeller.

Direkte RF-sampling fra lav frekvens og opp mot millimeterbølge (mmW), bortsett fra Nyquist-gapet. På tvers av denne direkte samplingssonen stiller du inn digitalt mens du styrer et RF-justerbart filter for å slå ned IMD2-induserende blokkere. Ikke-kontinuerlige multibåndsystemer, vanlig i radar, kan sannsynligvis eliminere RF-mikseren og unngå gapet mellom Nyquist-sonene. I dette tilfellet forenkles blokkdiagrammet ytterligere til det som er vist i figur 5, og direkte RF-samplingsradar og digital stråleforming tar av.

Omfattende funksjoner for programmerbar digital signalbehandling (DSP) på brikken for å behandle høyhastighets bredbåndsdatastrømmen. Nedstrøms FPGAen som er ansvarlig for å behandle nyttelasten for digitalomformerens data er den verste flaskehalsen for størrelse, kraft og kostnad i systemet. Implementering av diverse,fleksible DSPer på dataomformerbrikken er mer strømeffektiv og frigjør eksterne FPGA-ressurser for oppdragsspesifikke algoritmer på høyere nivå eller tillater en mindre, billigere, kjøligere klasse av FPGA.

Frekvensplanleggingen

For å illustrere fordelene ved frekvensplanlegging viser figur 6 et EW-skjema som gir kontinuerlig spektral dekning opp til 44 GHz med ADC-en klokket til 18 GSPS. Første Nyquist RF direkte sampling dekker lavfrekvens – 8 GHz. Nyquist-gapet er på 8 GHz til 10 GHz, og andre Nyquist RF direktesampling dekker 10 GHz til 16 GHz. RF-tuneren dekker Nyquist gap pluss båndoverlapping ved å snu 7 GHz til 11 GHz til en IF ved 2 GHz til 6 GHz. Et avstembart båndpass er nødvendig ved inngangen til frekvensmikseren. LPF avviser bildet, og HPF avviser IF-gjennomføring.

Ekstra fleksibilitet

En annen fordel med å bruke RF-tuneren er ekstra fleksibilitet. Det er mulig at ADC-en har redusert støy og linearitet jo høyere du prøver å styre direktesamplingen, eller du foretrekker kanskje visse ADC-frekvenssoner som er fri for HD2 og/eller HD3. Hvis bedre ytelse kan oppnås ved å bruke RF-tuneren vs. direkte RF-sampling, kan en programvarebeslutning under kjøring skifte modus.

Hvilken størrelsesfordel kan vi forvente å realisere ved å gå til morgendagens front-ende-mottaker? Vi anslår at den typiske mottaker-RF-kjede vil gå fra visittkortstørrelse i dag til et frimerke i morgen. Dette er en størrelsesreduksjon på 90 %.

Konklusjon

Ettersom ADIs høyhastighets dataomformer presser Nyquist samplingsfrekvens og iBW høyere samtidig som den opprettholder ledende dynamisk rekkevidde, gir frekvensplanleggingsfordelene konvergerte, forenklede RF-front-end-arkitekturer. Tidligere var høyytelse integrerte frekvensomformer-kretser som brukte suboktav RF-filtrering og forsterkningskontroll vanskelig å få tak i fordi alle brukstilfeller, frekvensplaner og resulterende RF/IF-filtrering var forskjellige. Ting er i ferd med å endre seg drastisk.

Nye monolittiske radiotunere vil av natur være bredbånd med adaptiv RF-filtreringsevne på brikken og AGC. Det enorme, fragmenterte applikasjonsområdet for bredbåndsinnstilling vil konvergere til vanlige maskinvareblokker innenfor applikasjonsspesifikke adaptive programvareløkker. Systemutvikleren vil se time-to-market- og kostnadsfordeler ettersom applikasjonsspesifikke fordeler går bort fra unik maskinvare til differensierte programvarealgoritmer på vanlige fleksible maskinvareplattformer. Alt dette ved å krympe SWaP-C.